【導(dǎo)讀】本文將從控制原理出發(fā)，系統(tǒng)闡述該架構(gòu)在提升系統(tǒng)能效與動(dòng)態(tài)響應(yīng)方面的顯著優(yōu)勢(shì)，并深入分析其在不同工作模式下存在的瞬態(tài)響應(yīng)制約因素。最后，結(jié)合實(shí)際應(yīng)用區(qū)域，提供一系列行之有效的性能優(yōu)化策略，助力電源設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)更穩(wěn)定、更迅捷的負(fù)載響應(yīng)。
本文將從控制原理出發(fā)，系統(tǒng)闡述該架構(gòu)在提升系統(tǒng)能效與動(dòng)態(tài)響應(yīng)方面的顯著優(yōu)勢(shì)，并深入分析其在不同工作模式下存在的瞬態(tài)響應(yīng)制約因素。最后，結(jié)合實(shí)際應(yīng)用區(qū)域，提供一系列行之有效的性能優(yōu)化策略，助力電源設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)更穩(wěn)定、更迅捷的負(fù)載響應(yīng)。
H橋降壓-升壓集成電路(IC)通常用于即使系統(tǒng)電池電壓降至較低水平時(shí)仍需要恒定電壓或電流源的應(yīng)用中。當(dāng)需要單級(jí)轉(zhuǎn)換器且輸出電壓可高于或低于輸入電壓時(shí)，通常會(huì)使用此類IC。此外，此類IC可用作LED應(yīng)用的電流源，從而將典型的先升壓后降壓的設(shè)計(jì)簡(jiǎn)化為單級(jí)設(shè)計(jì)。由于耦合電感的成本問題，與其他降壓-升壓拓?fù)洌ㄈ鐔味顺跫?jí)電感轉(zhuǎn)換器(SEPIC)）相比，此類 IC可能更受青睞。
顧名思義，H橋降壓-升壓架構(gòu)是將降壓電路和升壓電路組合成單個(gè)轉(zhuǎn)換器的復(fù)合結(jié)構(gòu)。其中需要用到四個(gè)開關(guān)，這些開關(guān)通過(guò)檢測(cè)輸出與輸入之間的比率來(lái)確定工作模式，從而調(diào)節(jié)輸出。
圖1. 典型的H橋降壓-升壓配置。
H橋降壓-升壓轉(zhuǎn)換器通過(guò)在多種模式中切換來(lái)工作。當(dāng)輸入電壓遠(yuǎn)高于輸出電壓時(shí)，電路將通過(guò)切換開關(guān)1和開關(guān)2以純降壓模式運(yùn)行（見圖1）。當(dāng)輸入電壓遠(yuǎn)低于輸出電壓時(shí)，電路將通過(guò)切換開關(guān)3和開關(guān)4以純升壓模式運(yùn)行（見圖1）。當(dāng)輸入電壓接近輸出電壓時(shí)，電路將以降壓-升壓模式運(yùn)行。在這種模式下，有幾種方法可以控制四個(gè)開關(guān)以實(shí)現(xiàn)適當(dāng)?shù)恼{(diào)節(jié)。
為了確定工作模式，電路必須檢測(cè)輸出與輸入的比率。然后將該比率與內(nèi)部設(shè)定值進(jìn)行比較，以確定工作模式。通常，這些值會(huì)設(shè)置一定的滯后量，以確保在輸入電壓上升和下降時(shí)，不同工作模式之間能夠平滑過(guò)渡。
當(dāng)降壓模式的內(nèi)部比較器因輸出電壓顯著低于輸入電壓而觸發(fā)時(shí)，電路將作為純降壓轉(zhuǎn)換器運(yùn)行。要在降壓區(qū)域工作，開關(guān)3必須始終閉合，開關(guān)4必須始終斷開。隨后，開關(guān)1和開關(guān)2可像在普通強(qiáng)制脈寬調(diào)制(FPWM)降壓轉(zhuǎn)換器中那樣切換LX1（見圖2）。
圖2. 18 V至12 V降壓工作模式。
當(dāng)升壓模式的內(nèi)部比較器因輸出電壓顯著高于輸入電壓而觸發(fā)時(shí)，電路將作為純升壓轉(zhuǎn)換器運(yùn)行。要在升壓區(qū)域工作，開關(guān)1必須始終閉合，開關(guān)2必須始終斷開。隨后，開關(guān)3和開關(guān)4可像在普通強(qiáng)制脈寬調(diào)制(FPWM)升壓轉(zhuǎn)換器中那樣切換LX2（見圖3）。
圖3. 6 V至12 V升壓工作模式。
當(dāng)輸出電壓接近輸入電壓（略高或略低）時(shí)，電路將在降壓-升壓區(qū)域工作。
通過(guò)降壓-升壓交替控制，電路將通過(guò)在降壓側(cè)和升壓側(cè)之間交替切換來(lái)調(diào)節(jié)輸出。具體而言，電路初始時(shí)將運(yùn)行降壓開關(guān)，而占空比由補(bǔ)償電壓設(shè)定。降壓開關(guān)會(huì)在一個(gè)完整的開關(guān)周期內(nèi)工作，之后電路切換至升壓側(cè)。一旦降壓側(cè)完成一個(gè)完整周期，升壓側(cè)將開始切換，其占空比同樣由補(bǔ)償電壓控制。這種工作方式允許H橋的兩側(cè)根據(jù)需要調(diào)整每個(gè)降壓和升壓脈沖，達(dá)到調(diào)節(jié)輸出的目的。此外，由于H橋的每一半僅在另一側(cè)完成切換后才會(huì)動(dòng)作，因此工作頻率實(shí)際上會(huì)減半（見圖4）。
圖4. 降壓-升壓區(qū)域。
這種控制方法具有諸多優(yōu)勢(shì)。首先是效率方面，由于在降壓-升壓區(qū)域開關(guān)頻率減半，開關(guān)損耗隨之減少。在電磁干擾(EMI)方面也有類似的改善效果。盡管開關(guān)頻率減半，但它始終保持一致，從而簡(jiǎn)化了EMI問題。另外，這種方法還能改善瞬態(tài)響應(yīng)。這是因?yàn)楫?dāng)輸出略高于輸入時(shí)，有效升壓占空比會(huì)更低。因此，在這種控制方案中，降壓-升壓區(qū)域的右半平面零點(diǎn)(RHPZ)可保持在更高頻率。
要了解電路在降壓-升壓區(qū)域中的調(diào)節(jié)方式，不妨考慮輸入略高于輸出的情況。在降壓-升壓周期的一開始，通過(guò)閉合開關(guān)1和3來(lái)控制降壓側(cè)，這會(huì)使得電感電流以(VIN - VOUT )/L1的斜率上升至峰值。一旦降壓導(dǎo)通時(shí)間結(jié)束，控制環(huán)路將斷開開關(guān)1并閉合開關(guān)2。在降壓周期的關(guān)斷時(shí)間內(nèi)，電感電流將以VOUT /L1的斜率下降至谷值，從而確定電感的峰峰值紋波。當(dāng)降壓側(cè)完成一個(gè)完整的開關(guān)周期后，邏輯電路將切換至升壓側(cè)。升壓側(cè)首先會(huì)斷開開關(guān)2，并保持開關(guān)1和3閉合，這一動(dòng)作對(duì)應(yīng)升壓的關(guān)斷時(shí) 間。此時(shí)電感電流將以與降壓導(dǎo)通時(shí)間相同的方式上升，電流斜率為(VIN - VOUT )/L1。當(dāng)升壓關(guān)斷時(shí)間結(jié)束后，控制環(huán)路將通過(guò)斷開開關(guān)3并閉合開關(guān)4來(lái)設(shè)定升壓導(dǎo)通時(shí)間，這會(huì)使得電感電流以 VIN /L1的斜率重新上升至降壓導(dǎo)通時(shí)間開始時(shí)的水平（見圖5）。
圖5. 降壓-升壓開關(guān)(VIN > VOUT )。
接下來(lái)，考慮VIN略低于VOUT的情況。在這種情況下，每個(gè)開關(guān)周期保持不變。兩種情況的主要區(qū)別在于：當(dāng)VIN > VOUT時(shí)，電感電流紋波由降壓關(guān)斷時(shí)間設(shè)定；而當(dāng)VIN < VOUT時(shí)，電感電流紋波則由升壓導(dǎo)通時(shí)間設(shè)定。在降壓-升壓區(qū)域中，電感電流紋波還會(huì)翻倍，這是因?yàn)镠橋的降壓側(cè)和升壓側(cè)的工作頻率減半。如圖6 所示，電感電流僅在一個(gè)完整的降壓和升壓周期完成后才會(huì)完成一個(gè)完整周期。
圖6. 降壓-升壓開關(guān)(VOUT > VIN )。
在降壓-升壓電路中，當(dāng)電路進(jìn)入降壓-升壓區(qū)域時(shí)，整體功率級(jí)效率會(huì)下降。而采用交替控制時(shí)，降壓-升壓區(qū)域的效率可得到提升，這得益于降壓-升壓區(qū)域內(nèi)有效頻率的降低。例如，在降壓工作模式下，若工作頻率為2.1 MHz，則開關(guān)1和開關(guān)2每476 ns 完成一次開關(guān)動(dòng)作。當(dāng)電路在升壓區(qū)域工作時(shí)，開關(guān)3和開關(guān)4的工作邏輯同理。而在降壓-升壓區(qū)域工作時(shí)，這一機(jī)制仍然成立，只是此時(shí)開關(guān)會(huì)在兩側(cè)之間交替切換。這意味著，即使在降壓-升壓區(qū)域，開關(guān)動(dòng)作的次數(shù)仍然保持不變，從而使這種控 制方法的效率更優(yōu)。
來(lái)看一下輸出略高于輸入的情況。此時(shí)電路處于降壓-升壓區(qū)域。由于電路的升壓作用強(qiáng)于降壓作用，升壓模式的RHPZ對(duì)電路的影響將更為顯著。而采用降壓-升壓交替控制時(shí)，這種影響會(huì)減弱，因?yàn)樵谏龎簠^(qū)域，電感電流能夠以更長(zhǎng)的時(shí)間斜坡上升。這也意味著，輸入電壓的變化對(duì)輸出的影響更小，原因在于電感電流可通過(guò)更長(zhǎng)的斜坡上升時(shí)間，更快地補(bǔ)償輸入電壓的波動(dòng)。
在對(duì)降壓-升壓集成電路進(jìn)行補(bǔ)償時(shí)，交越頻率的選擇必須考慮最壞情況下的負(fù)載、輸入電壓、輸出電容值和電感值。由于降壓-升壓集成電路可在升壓區(qū)域工作，最壞情況下的VIN可能會(huì)使電路進(jìn)入純升壓模式。當(dāng)電路工作在純升壓模式時(shí)，會(huì)受到 RHPZ的額外限制。由于RHPZ與電感充電和向輸出端傳輸能量之間的時(shí)間延遲相關(guān)，因此必須對(duì)環(huán)路進(jìn)行補(bǔ)償，使其頻率為該零點(diǎn)頻率的1/3至1/5。正因如此，即便在無(wú)RHPZ的降壓區(qū)域有更大帶寬可用，降壓-升壓電路的瞬態(tài)響應(yīng)仍會(huì)受到限制。通常，為了補(bǔ)償控制環(huán)路，會(huì)使用由補(bǔ)償電阻Rcomp1和補(bǔ)償電容Ccomp組成的阻容(RC)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，以提供合適的相位和增益。為了優(yōu)化升壓和降壓區(qū)域的瞬態(tài)響應(yīng)，可在RC補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)中額外增添一個(gè)電阻(Rcomp2)，并在Rcomp2兩端并聯(lián)一個(gè)開關(guān)，使其根據(jù)電路工作區(qū)域來(lái)接入或斷開補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。當(dāng)電路工作在升壓模式時(shí)，開關(guān)將Rcomp2短路，從而降低交越頻率；當(dāng)電路進(jìn)入降壓-升壓或降壓區(qū)域時(shí)，開關(guān)斷開，Rcomp2有助于進(jìn)一步提升增益和相位。這將產(chǎn)生提高交越頻率的效果。這種工作方式可使電路在升壓區(qū)域具有足夠低的交越頻率，同時(shí)在降壓區(qū)域具有足夠高的交越頻率（見圖7）。
圖7. 瞬態(tài)改善電路。
降壓-升壓電路的控制環(huán)路實(shí)現(xiàn)方式有多種，其中最受關(guān)注的是平均電流模式控制，它具備其他控制方式所不具備的諸多優(yōu)勢(shì)。
在平均電流模式控制中，電感電流會(huì)被感測(cè)并與補(bǔ)償電平進(jìn)行比較，隨后輸入至包含RC補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的內(nèi)環(huán)誤差放大器。該積分器為內(nèi)環(huán)提供高增益，經(jīng)補(bǔ)償?shù)膬?nèi)環(huán)信號(hào)再與鋸齒波比較以生成占空比。這種設(shè)計(jì)具備更強(qiáng)的抗噪能力，因?yàn)榄h(huán)路調(diào)節(jié)的是平均電流，電感波形中的任何電流尖峰都會(huì)被濾除。以峰值或谷值電流模式控制為例，當(dāng)感測(cè)到的電感電流相對(duì)于峰值或谷值較小時(shí)，若感測(cè)電流上的任何尖峰未經(jīng)過(guò)前沿消隱或?yàn)V波處理，可能會(huì)導(dǎo)致采樣錯(cuò)誤，進(jìn)而削弱抗噪聲能力。即便采用濾波措施，在低負(fù)載電流下，斜率補(bǔ)償量相對(duì)于感測(cè)信號(hào)可能過(guò)大，也會(huì)造成調(diào)節(jié)偏差增大。
由于平均電流模式控制在內(nèi)環(huán)電流環(huán)路中采用積分器，并將鋸齒波輸入至比較器以生成占空比，其最小導(dǎo)通時(shí)間和最小關(guān)斷時(shí)間顯著小于峰值電流模式或谷值電流模式。后兩種模式因需配置前沿消隱等電路，會(huì)導(dǎo)致最小導(dǎo)通/關(guān)斷時(shí)間更長(zhǎng)。
平均電流模式控制無(wú)需斜率補(bǔ)償，由此簡(jiǎn)化了最大電流限制的設(shè)計(jì)，因?yàn)樗辉偈芨郊有甭实挠绊?。由于無(wú)需斜率補(bǔ)償，與峰值電流模式相比，平均電流模式在不連續(xù)導(dǎo)通模式(DCM)下也具有更優(yōu)的性能，而峰值電流模式中斜率補(bǔ)償量可能在感測(cè)信號(hào)中占比較大。
多轉(zhuǎn)換器并聯(lián)運(yùn)行時(shí)，平均電流模式控制可實(shí)現(xiàn)最佳均流效果。這是因?yàn)橥猸h(huán)會(huì)設(shè)定各轉(zhuǎn)換器的平均電流，而峰值或谷值電流模式由于各轉(zhuǎn)換器電感存在細(xì)微差異，會(huì)導(dǎo)致電流出現(xiàn)偏差。
目標(biāo)是設(shè)計(jì)一個(gè)電路，其VIN范圍為6 V至18 V，VOUT為13 V，負(fù)載為 2.5 A，需盡量減少輸出電容，而且要使VOUT pp在±5%以內(nèi)。若要將輸出電容最小化，可先選擇2.1 MHz的開關(guān)頻率。在2.1 MHz頻率下，電感值通常選用1 μH。VOUT限值允許650 mV的瞬態(tài)波動(dòng)。為估 算所需的輸出電容，首先需考慮最壞情況的VIN，這種情況會(huì)使電路處于升壓區(qū)域。在升壓區(qū)域中，RHPZ可通過(guò)公式1計(jì)算。
通過(guò)求解RHPZ并將其除以5，可將升壓區(qū)域的交越頻率設(shè)定為 35 kHz。輸出電容可通過(guò)公式2進(jìn)行估算。
通過(guò)求解該公式，估算出輸出電容為17.5 μF。將該值向上取整為 22 μF。在選定元件后，可從升壓區(qū)域開始設(shè)計(jì)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，以實(shí) 現(xiàn)35 kHz的交越頻率。選定Rcomp和Ccomp后，就必須針對(duì)18 VIN的降壓區(qū)域?qū)﹄娐愤M(jìn)行補(bǔ)償。由于該區(qū)域不存在RHPZ，因此將交越頻率選為100 kHz，隨后可調(diào)節(jié)Rcomp2來(lái)實(shí)現(xiàn)這一交越頻率。一切就緒后，需檢查每種情況下的瞬態(tài)響應(yīng)。由于添加了Rcomp2，降壓區(qū)域和降壓-升壓區(qū)域中的瞬態(tài)響應(yīng)得以改善。參見圖8、圖9和圖10。
圖8. 6 VIN時(shí)的升壓瞬態(tài)(426 mV)。
圖9. 18 VIN時(shí)的降壓瞬態(tài)(167 mV)。
圖10. 13 VIN時(shí)的降壓-升壓瞬態(tài)(201 mV)。
為優(yōu)化降壓-升壓電路，可采用降壓-升壓交替控制。相較于傳統(tǒng)控制方法，交替控制具有諸多優(yōu)勢(shì)，包括改善瞬態(tài)響應(yīng)、提升效率、簡(jiǎn)化設(shè)計(jì)及降低電磁干擾(EMI)。此外，通過(guò)增添補(bǔ)償電阻Rcomp2來(lái)拓展控制環(huán)路帶寬，可進(jìn)一步優(yōu)化降壓-升壓電路的瞬態(tài)響應(yīng)性能。
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