【導(dǎo)讀】電源轉(zhuǎn)換領(lǐng)域用上氮化鎵（GaN）器件后，能實現(xiàn)更高能量密度和更快開關(guān)速度，但GaN FET沒有體二極管，且柵極電壓限制嚴(yán)苛，死區(qū)時間的設(shè)置成了老大難問題。死區(qū)時間太短會引發(fā)“直通”，直接損壞器件；太長又會讓反向?qū)〒p耗飆升，拉低效率。本文以15V-36V輸入、12V/15A輸出的LTC7891降壓轉(zhuǎn)換器為例，解析其開關(guān)邏輯，分析死區(qū)時間對器件性能壽命的影響，分享含探頭選擇、布局優(yōu)化的測量技巧，助力平衡效率與器件安全。

引言

在電源轉(zhuǎn)換領(lǐng)域引入氮化鎵(GaN)等寬帶隙FET器件，能夠?qū)崿F(xiàn)更高的能量密度、更快的開關(guān)速度和更低的損耗，這主要得益于這類器件顯著降低的柵極電容(Cg)。然而，GaN FET的VGS限制非常嚴(yán)格，且其不具備體二極管。因此，如果為了避免柵極振鈴而降低柵極擺率，則在較長死區(qū)時間下，反向?qū)〒p耗會大幅增加。此外，GaN FET同樣容易遭受直通效應(yīng)的有害影響。因此，為了充分利用這類器件，必須優(yōu)化死區(qū)時間。來看一下圖1所示的典型應(yīng)用。這是一種15 V至36 VIN、12 V/15 A降壓轉(zhuǎn)換器，采用LTC7891。這款器件專門設(shè)計用于驅(qū)動GaN器件。我們將以此應(yīng)用電路為例，探討如何準(zhǔn)確測量死區(qū)時間和過沖，同時優(yōu)化柵極電阻。

圖1.800 kHz、15 V到36 VIN、12 V降壓型穩(wěn)壓器提供高達(dá)15 A的輸出

關(guān)于開關(guān)操作的考慮因素

這款降壓轉(zhuǎn)換器具有智能近零死區(qū)時間，其開關(guān)網(wǎng)絡(luò)由驅(qū)動控制開關(guān)Q1頂部柵極(TG)和同步開關(guān)Q2底部柵極(BG)的控制器組成。頂部柵極通過單獨的上拉/下拉電阻（TGUP、TGDN）驅(qū)動，底部柵極通過單獨的上拉/下拉電阻（BGUP、BGDN）驅(qū)動。每個開關(guān)周期中的開關(guān)電流利用輸出濾波器網(wǎng)絡(luò)L1和COUT進(jìn)行平均，產(chǎn)生一個穩(wěn)定輸出電壓。

理想轉(zhuǎn)換器的開關(guān)沒有能量損耗，其通斷會瞬時完成且完全同步。然而，雖然GaN FET因其低電容而能夠比其他技術(shù)更快地導(dǎo)通和關(guān)斷，但在控制器指令開關(guān)導(dǎo)通與開關(guān)達(dá)到完全導(dǎo)通狀態(tài)之間仍存在延遲。開關(guān)的關(guān)斷也是如此。由于這種延遲，開關(guān)存在轉(zhuǎn)換損耗，構(gòu)成了開關(guān)操作總損耗中不可忽略的重要部分。這些損耗會轉(zhuǎn)化為開關(guān)熱量，從而影響效率，并最終對FET的運行施加熱限制。如何有效應(yīng)對這些由非理想開關(guān)施加的限制呢？

如果兩個開關(guān)同時完全導(dǎo)通（哪怕持續(xù)時間非常短暫），低RDS(ON)將造成VIN與GND之間短路，最終將導(dǎo)致開關(guān)徹底失效。如果兩個開關(guān)均處于部分導(dǎo)通狀態(tài)，高漏電流將導(dǎo)致瞬時高溫，此現(xiàn)象會致使開關(guān)承受熱應(yīng)力，進(jìn)而縮短其使用壽命。這種情況就是所謂的“直通”（圖2）。在初始切換階段，大約有8 ns的死區(qū)時間，開關(guān)電流首先以正常di/dt速率達(dá)到輸入電流水平，隨后隨著電感充電而逐漸上升。下一轉(zhuǎn)換階段具有對稱的上升沿和下降沿，兩個晶體管可以同時處于部分導(dǎo)通狀態(tài)，導(dǎo)致漏極電流出現(xiàn)明顯的尖峰，但仍低于I(DS)MAX。最后的轉(zhuǎn)換階段允許導(dǎo)通時間重疊2 ns，漏極電流尖峰遠(yuǎn)超F(xiàn)ET額定漏極電流。

圖2.死區(qū)時間不足導(dǎo)致的直通

為了避免這種情況，控制器關(guān)斷一個開關(guān)后，應(yīng)延遲另一個開關(guān)的導(dǎo)通，此延遲時間被稱為死區(qū)時間。只有設(shè)定的死區(qū)時間足夠長，使器件有足夠時間完成完全導(dǎo)通和完全關(guān)斷狀態(tài)的轉(zhuǎn)換，才能防止直通現(xiàn)象（圖2）。但是，如果此時間過長會發(fā)生什么？MOSFET具有寄生二極管，它會在FET仍處于關(guān)斷狀態(tài)的同時，箝位開關(guān)節(jié)點并防止反向擊穿。FET完全導(dǎo)通所需的時間越長，這種暫態(tài)VF × IDS功率損耗對效率的影響就越大。只有當(dāng)FET完全導(dǎo)通后，才能用低得多的IDS2 × RDS(ON)損耗替代（通常為0.8 V到1.0 V的）VF × IDS功率損耗。GaN FET則沒有這種體二極管結(jié)構(gòu)。在反向電壓下，GaN FET會箝位在高得多的電位，橫向晶體管結(jié)構(gòu)的典型箝位電壓為2 V。這意味著，即使是適中的死區(qū)時間，也會造成過高的功率損耗，因此GaN FET控制器需要盡可能減少死區(qū)時間。為了解決這一問題，基于MOSFET的設(shè)計通常在同步開關(guān)的MOSFET兩端并聯(lián)一個肖特基二極管，以降低死區(qū)期間的正向壓降。然而，在GaN所適用的高頻開關(guān)應(yīng)用中，二極管的結(jié)電容會迅速成為損耗的主要來源。與這些考慮因素相關(guān)的利弊權(quán)衡如表1所示。

表1.48 V至12 V、500 kHz FSW、20 ns死區(qū)時間下的損耗

表2.DTC模式配置

基于GaN的設(shè)計現(xiàn)在似乎陷入了兩難境地。死區(qū)時間設(shè)定過短，可能導(dǎo)致直通故障，使開關(guān)器件瞬間損毀；而死區(qū)時間設(shè)定過長，則可能引發(fā)過熱，導(dǎo)致器件因焊點失效而從電路板脫落。如何在高效轉(zhuǎn)換與充足安全裕度之間取得適當(dāng)?shù)钠胶?？解決這一難題的最簡單方法，或許是選用具備智能近零死區(qū)時間或芯片級自適應(yīng)死區(qū)特性的轉(zhuǎn)換器。LTC7890和LTC7891降壓控制器分別是雙通道/單通道降壓設(shè)計，專門用于驅(qū)動GaN FET，具有引腳可選的智能近零死區(qū)時間、自適應(yīng)死區(qū)時間和精密電阻可調(diào)死區(qū)時間控制選項。這種架構(gòu)能夠巧妙地測量實際VGS和VSW電平，從而智能地控制時序，確保驅(qū)動任何器件時都能實現(xiàn)精確性和安全性。其核心在于通過快速調(diào)整來精準(zhǔn)控制死區(qū)時間。與傳統(tǒng)的開環(huán)柵極驅(qū)動不同，它會實時調(diào)整死區(qū)時間，確保開關(guān)的導(dǎo)通和關(guān)斷完全按照控制器的指令發(fā)生，而非受柵極信號、寄生柵極電阻和電容所左右。這樣不僅能有效降低反向?qū)〒p耗，還能充分利用GaN固有的近零反向恢復(fù)損耗特性。關(guān)于這些工作模式的完整指南，請參見表2。用戶只需驗證設(shè)定的模式和時序是否正確實現(xiàn)。不過，驗證過程本身也存在一些挑戰(zhàn)，設(shè)計人員必須首先解決這些挑戰(zhàn)。

測量和布局考慮因素

要準(zhǔn)確測量死區(qū)時間和過沖波形，必須高度重視探測技術(shù)及其實施。相對于MOSFET，GaN FET具有非常嚴(yán)格的VGS限制，其典型值為5 V，而ABSMAX為+6 V到-4 V。強柵極驅(qū)動結(jié)合寄生電抗元件會導(dǎo)致振鈴，即便短暫的電壓偏移也可能損壞GaN器件。與MOSFET相比，GaN柵極對驅(qū)動引腳展現(xiàn)出更低的電容，這一特性使GaN在高頻應(yīng)用中更有優(yōu)勢。然而，探頭本身會引入寄生電抗元件，可能會使波形失真，導(dǎo)致測量結(jié)果無法準(zhǔn)確反映柵極在未被探測時的真實表現(xiàn)。用手握住探頭并使用最少的輔助設(shè)備，是一種存在較大風(fēng)險的做法。手一旦滑脫，后果可能相當(dāng)嚴(yán)重。傳統(tǒng)的鱷魚夾引線也不適合這種情況。如果頂部柵極和開關(guān)節(jié)點的回流路徑設(shè)置合理，傳統(tǒng)上推薦使用定制尾纖探測技術(shù)，以獲得良好的示波器測量結(jié)果（圖3）。但對于浮空頂部柵極，這種探測方法依然存在問題。一種解決方案是使用諸如MMCX樣式的連接器，或使用可以適配MMCX探頭尖端的排針。底部柵極可將接地端作為基準(zhǔn)，而頂部柵極可將開關(guān)作為基準(zhǔn)，因此必須使用某種形式的隔離探頭。在頂部柵極的測量中，光學(xué)探頭（例如Tektronix TIVP或漂移更小的新型TICP）可以提供這種隔離，并利用MMCX連接器。圖4顯示了一個正在進(jìn)行的典型LTC7891死區(qū)測量設(shè)置，MMCX連接器位于FET柵極引腳正下方，并耦合到1 GHz光學(xué)探頭。

圖3.對底部柵極和開關(guān)應(yīng)用適當(dāng)?shù)奶筋^技術(shù)，有效降低振鈴偽影

圖4.Tektronix TIVP100光學(xué)探頭通過MMCX連接器連接到頂部柵極

連接器本身是就是一種權(quán)衡的體現(xiàn)。表面貼裝MMCX連接器會占用電路板空間，這對于那些要求緊湊布局和高功率密度的設(shè)計而言，無疑是一個問題。如果連接器被（理想地）直接部署于FET的柵極和源極引腳之間，且不引入額外的柵極走線，這可能導(dǎo)致布局比預(yù)期更分散。另一方面，若將連接器放置在布局的邊緣，則會引入額外的走線電感和電阻，進(jìn)而降低測量準(zhǔn)確度。另一種方案是使用通孔接頭，這些接頭僅用于測量，在最終裝配時可移除。但是，這種方案需要借助適配器，不僅會略微增加寄生效應(yīng)，還要在焊盤堆疊結(jié)構(gòu)的所有層上都預(yù)留環(huán)形開口。通過合理權(quán)衡各項因素并優(yōu)化電路布局，可有效抑制探頭寄生參數(shù)引起的過沖與振鈴（圖5）。紅框中的原始布局將MMCX連接器牢固連接到開關(guān)節(jié)點，柵極節(jié)點通過通孔和內(nèi)部走線連接到GaN FET的柵極焊盤。紅色波形顯示振鈴幅度超過+6.4 V/–9.1 V。仍使用相同的2.2 Ω上拉/1.0 Ω下拉柵極電阻，但修改藍(lán)框中的布局，將MMCX本體與開關(guān)節(jié)點分開，代之以開爾文連接，由此測得的藍(lán)色波形顯示，頂部柵極關(guān)斷時的振鈴幅度降低至+2.4 V/–1.8 V。值得注意的是，即使只是對電路布局進(jìn)行些許調(diào)整，也可能顯著影響過沖的測量結(jié)果，而這一參數(shù)對于抑制過沖并避免GaN FET被過度驅(qū)動至關(guān)重要。

圖5.頂部柵極關(guān)斷波形，顯示了探頭連接中寄生參數(shù)的影響。紅色：非開爾文連接；藍(lán)色：基于開爾文連接的MMCX連接器。20 ns/div、2 V/div使用Tektronix TIVH 1 GHz光學(xué)探頭。

一旦測量技術(shù)得到驗證，驗證死區(qū)時間的過程便可開始。無論采用哪種探頭測量頂部波形，第一步始終是利用一個公共信號源，對探頭進(jìn)行相對于底部信號的去偏斜處理。死區(qū)時間是相對的，只要公共信號無任何水平偏移，那么一個通道相對于另一個通道的偏斜就無關(guān)緊要。這也有助于確保增益誤差和失調(diào)（光學(xué)探頭的常見問題）得到糾正，或者至少知道存在誤差和失調(diào)，以便在測量后進(jìn)行調(diào)整。在采集用于決策的數(shù)據(jù)之前，務(wù)必讓光學(xué)探頭達(dá)到熱穩(wěn)定狀態(tài)。此外，通常建議記錄所有增益和失調(diào)設(shè)置。

完成設(shè)置后，應(yīng)在應(yīng)力最低的電壓和電流下（降壓控制器使用較低VIN，升壓控制器使用較高VIN）進(jìn)行基線測量，然后再挑戰(zhàn)設(shè)計的功率極限。柵極過沖會隨著輸入電壓和輸出電流的變化而變化，如果設(shè)計的裕度有限，最好在達(dá)到極限應(yīng)力之前發(fā)現(xiàn)并糾正過沖問題。如果用于測試的示波器具有參考光標(biāo)，建議將光標(biāo)放置在GaN VG數(shù)據(jù)手冊規(guī)格的上限和下限處，以便直觀地查看可接受的范圍。使用開關(guān)節(jié)點波形來觸發(fā)并疊加頂部和底部柵極波形，以獲得死區(qū)時間的最佳圖像。最好使用差分或光學(xué)探頭來測量頂部柵極波形。如果測量必須相對于接地端進(jìn)行，通常建議使用示波器波形數(shù)學(xué)函數(shù)（如果可用），從頂部柵極節(jié)點輸入中減去開關(guān)節(jié)點，以獲得一個基于虛地的波形進(jìn)行分析。

具備智能近零死區(qū)時間或自適應(yīng)死區(qū)特性的控制器（如LTC7890/7891），通過實時監(jiān)測VGS和VSW電平調(diào)整時序，為解決這一矛盾提供了高效方案。同時，精準(zhǔn)測量死區(qū)時間和過沖波形離不開合理的探測技術(shù)與電路布局，比如采用光學(xué)隔離探頭、優(yōu)化MMCX連接器布線等，才能真實反映器件工作狀態(tài)，保障設(shè)計的可靠性。作為系列文章的第一篇，本文為后續(xù)深入探討GaN降壓控制器的動態(tài)特性奠定了基礎(chǔ)。